Adel Ghazel - Systèmes et circuits de traitement numérique des signaux radio

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1. Systèmes et circuits de traitement numérique des signaux radio dans un contexte de Séminaire de recherche Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 1 des signaux radio dans un contexte de radiocommunications multi-standard Adel Ghazel Adel Ghazel Professeur à Sup’Com, Ditrecteur de l’UR CIRTA’COM adel.ghazel@supcom.rnu.tn Rennes, 26 février 2009
2. Sommaire du séminaire Présentation générale de l’UR CIRTA’COM Récepteur radio multistandard à sous échantillonnage RF Méthodologie de dimensionnement des récepteurs radio multistandard Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 2 Numérisation des signaux radio contrôlée par échantillonnage non uniforme Circuits de filtrage de décimation et de sélection numérique des canaux Prédistorteur numérique pour PA de transmetteurs 3G/4G Objectifs des travaux sur la Cognitive Radio
3. Présentation générale de l’UR CIRTA’COM Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 3 CIRTA’COM
4. Chef de l’Unité de Recherche Adel Ghazel Équipe RALSYR RALSYR Radio logicielle, Systèmes et technologies RF Équipe ALACE ALACE Algorithmes, logiciels et architectures de Équipe NOSYRO NOSYRO Nouveaux systèmes & dispositifs pour les réseaux Organisation de CIRTA’COM Organisation de CIRTA’COM 15 enseignants chercheurs 15 Doctorants 31 étudiants de Mastère 61 chercheurs plein temps (2009) Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 4 technologies RF reconfigurables Responsable: Chiheb Rebai architectures de communication embarqués Responsable: Fethi Tlili dispositifs pour les réseaux tout-optiques Responsable: Rihab Chatta 7 enseignants chercheurs 5 Doctorants 12 étudiants de Mastère 7 enseignants chercheurs 6 Doctorants 10 étudiants de Mastère 3 enseignants chercheurs 4 Doctorants 9 étudiants de Mastère
5. Compétences de l’équipe RALSYR Compétences de l’équipe RALSYR Systèmes radio multi-standard et reconfigurables Circuits RF intelligents Numérisation des signaux radio Filtre RF 1 LNA Antenne Filtre RF 2 ADC DSP f e Sélection des bandes RF Position des canaux I Q Filtre IF AGC AGC f' en 90° Filtre décimateur E&B1 E&B2 f' en /M M M Commande numérique Etage RF Etage IF Etage BB Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 5 Numérisation des signaux radio Méthodologies de conception et de dimensionnement de systèmes radio Dispositifs RF/Hyperfréquences intégrés Métamatériaux Caractérisations Micro-ondes,…
6. Techniques de communication large bande Caractérisation et modélisation du fading multi-trajets Statistiques des modèles des canaux de propagation Techniques de diversité et systèmes MIMO Compétences de l’équipe ALACE Compétences de l’équipe ALACE Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 6 Techniques de diversité et systèmes MIMO Sécurité matérielle Circuits numériques reconfigurables Programmation temps réels Co-Design matériel/logiciel (HW/SW) Adéquation algorithme - architecture, …
7. Dispositifs Optiques et Optoélectroniques Cristaux photoniques Fibres de nouvelle génération Utilisation des SOAs pour le traitement tout-optique Compétences de l’équipe NOSYRO Compétences de l’équipe NOSYRO Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 7 Utilisation des SOAs pour le traitement tout-optique Systèmes de communications optiques et Réseaux d’accès Systèmes d’accès multiples par répartition des codes optiques Systèmes de multiplexage de tranche spectrale (SS-WDM) Systèmes Radio sur Fibre (RoF)
8. Principaux résultats de recherche Principaux résultats de recherche Articles de revues indexées 33 Articles de conférences avec comité de lecture 211 Brevets internationaux 3 18 Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 8 Rapports techniques de R&D 18 Habilitations Universitaires 3 Doctorats soutenus 5 Mémoires de Mastère soutenus 50 Projets de collaboration 17 Résultats des 7 dernières années: 2002 à 2008
9. Partenaires universitaires étrangers Partenaires universitaires étrangers Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 9
10. Partenaires industriels Partenaires industriels Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 10
11. Motivation et problématique de Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 11 Motivation et problématique de recherche
12. Multi-service Exigences Large bande / Sélectivité Grande dynamique Programmabilité Haute intégration Faible Consommation Front-end RF analogique: DC offset Débalancement (G,φ) Rejection d’image Effets non linéaires Dynamique/rapidité des ADC Contexte du travail de recherche Contraintes technologiques Motivation et contraintes de la reconfigurabilité Radio Motivation et contraintes de la reconfigurabilité Radio Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 12 3 G UMTS 2 Mbps 2.5 G EDGE 384 kbps Multi-service radio reconfigurable Dynamique/rapidité des ADC Capacité des processeurs 3.5 G HSDPA 14 Mbps GSM 9.4 kbps 2 G 4 G 75 Mbps
13. Problématique de recherche visée Problématique de recherche visée Démodulateur Numérique LNA Audio DAC ADC Systèmes numériques – à partir du début des années 90… BPF A/D DSP LNA ADC DSP Architecture radio logicielle numérisation à l’antenne ? Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 13 Étage RF CAN/CNA Traitement numérique Bande de base Large plage dynamique Bonne résolution Large bande Intégrable Reconfigurabilité Complexité réduite BPF
14. Principales publications de CIRTA’COM ( Principales publications de CIRTA’COM (1 1/ /3 3) ) 1. C. Rebai, A. Ghazel, S. Boumaiza and F. Ghanouchi, “Optimized design of a digital I/Q demodulator suitable for adaptive predistortion of 3rd generation base station Pas”, Analog Integrated Circuits and Signal Processing Journal, Springer, Vol 55, N° 1, pp. 47-58, April 2008. 2. C. Rebai, M. Ben-Romdhane, P. Desgreys, P. Loumeau and A. Ghazel, “Pseudorandom signal sampler for relaxed design of multistandard Radio Receiver”, Microelectronics Journal, Elsevier, to appear in 2009. 3. R. Barrak, A. Ghazel, F. M. Ghannouchi, "Optimized Multistandard RF Subsampling Radio Receiver Design", Accepted for publication, IEEE Transactions On Wireless Communications, to appear in 2009. Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 14 2009. 4. N. Youssef, Tsutomu Kawabata, “On the probability density functions of outage and inter-outage durations of the capacity of Rayleigh fading channels”, IEEE Trans. Wireless Communications, VOL. 8, NO. 1, January 2009. 5. B. H. Hogstad, M. Paetzold, N. Youssef, V. Kontorovich “Exact closed form expressions for the distribution, the level crossing rate, and the average duration of fades of the capacity of OSTBC- MIMO channels”, IEEE Trans. Vehicular Technology, to appear in 2009. 6. M. Paetzold, B. O. Hogstad, N. Youssef, “Modeling, Analysis, and Simulation of MIMO mobile-to- mobile fading channels”, IEEE Trans. Wireless Communications, Vol. 7, No: 2, pp. 510-520, February 2008
15. Principales publications de CIRTA’COM ( Principales publications de CIRTA’COM (2 2/ /3 3) ) 7. M. Helaoui, S. Boumaiza, F. M. Ghannouchi, A. B. Kouki, A. Ghazel, “A New Mode-Multiplexing LINC Architecture to Boost the Efficiency of WiMAX Up-Link Transmitters,” The IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 54, NO. 2, February 2007, pp. 248-253. 8. M. Helaoui, S. Boumaiza, A. Ghazel, F. M. Ghannouchi, “Power and Efficiency Enhancement of 3G Multi-carrier Amplifiers Using Digital Signal Processing with Experimental Validation,” The IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 54, iss. 4, April 2006, pp. 1396- 1404. 9. M. Helaoui, S. Boumaiza, A. Ghazel and F. M. Ghannouchi, “On the RF/DSP Design-for-Efficiency ° Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 15 of OFDM transmitters”, IEEE Trans. On Microwave Theory and Techniques, Vol 53, N°7, pp 2355- 2361, July 2005 10. N. Youssef, W. El Bahri, M. Paetzold, S. EL Asmi, “On the crossing statistics of phase processes and random FM noise in Nakagami-q mobile fading channels”, IEEE Trans. Wireless Communications, Vol. 4, N0. 1, January 2005. 11. N. Youssef, C. X. Wang, M. Paetzold, ”A study on the second order statistics of Nakagami-Hoyt mobile fading channels”, IEEE Trans. Vehicular Technology, Vol. 54, N0. 4, July 2005 12. Ch. Rebai, D. Dallet and Ph. Marchegay, ‘‘Signal Generation Using Single Bit Sigma Delta Techniques’’, IEEE Transactions On Instrumentation and Measurement, Vol 53, N° 4, pp 1240- 1244, August 2004
16. Principales publications de CIRTA’COM ( Principales publications de CIRTA’COM (3 3/ /3 3) ) 13. Ch. Rebai, D. Dallet and Ph. Marchegay, ‘‘Non Coherent Spectral Analysis of ADC Using Filter Bank’’, IEEE Transactions On Instrumentation and Measurement, Vol 53, N° 3, pp 652-660, June 2004 14. E. Boutillon, J-L. Danger, A. Ghazel, "Design of High Speed AWGN Communication channel Emulator”, Kluwer Journal for Analog circuits processing, Vol. 34, February 2003 15. A. Ghazel, L. Naviner, K. Grati, "Design of Dow-sampling Processors for Radio Communications”, Kluwer Journal for Analog Integrated Circuits and Signal Processing, Vol. 36, July-August 2003 Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 16 Kluwer Journal for Analog Integrated Circuits and Signal Processing, Vol. 36, July-August 2003 16. S. El Asmi, N. Youssef, “Non linear algebraic identifiability and equalizability”, WSEAS Transactions, Vol. 2, Octobre 2003, pp. 283-289. 17. A. Ghazel, L. Naviner, K. Grati, "On Design and Implementation of a Decimation Filter for Multi- standards Wireless Transceivers”, IEEE Transactions on Wireless Communications, Vol. 1, No.4, October 2002 18. M. Paetzold, A. Szczepanski, N. Youssef,“Methods for modelling of specified and measured multipath power delay profiles”, IEEE Trans. Vehicular Technology, Vol. 51, September 2002, pp. 978-988
17. Récepteur radio multistandard Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 17 à sous échantillonnage RF
18. Conversion de fréquence analogique vs discrète Conversion de fréquence analogique vs discrète 90 o ADC AGC LO LNA RF filter Antenna LPF I DSP Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 18 ADC AA Filter T&H fs RF Filter 1 LNA RF Filter 2 AGC ADC AGC LPF Q
19. Avantages de la conversion de fréquence discrète Avantages de la conversion de fréquence discrète Limiter le traitement analogique du signal au LNA et aux filtres RF et IF. Une seule voie de traitement analogique du signal reçu pour éviter le dé-balancement de gain et de phase des récepteurs à deux voies (I,Q). Conversion RF à IF sans l’apparition du problème de DC-offset. Traitement temps discret des signaux radio offrant la programmabilité qui permettra de supporter le traitement des signaux multistandard ainsi que l’implémentation des fonctionnalités de la radio Logicielle. Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 19 2 ÷ ADC ADC LO DCS 1800 PCS 1900 WCDMA GSM 900 DCS/GCS/GSM DCS/GCS/GSM WCDMA WCDMA 1 1 Circuits à temps discret à capacité commuté offrant une meilleure précision que les circuits analogiques. Utilisation de la technologie CMOS pour les circuits à temps discret permettra l’implémentation des circuits Radio avec une haute intégration, faible consommation et faible coût. ADC AA Filter T&H fs RF Filter 1 LNA RF Filter 2 AGC
20. 0 f u f l f c -f l -f u B Condition d’échantillonnage Passe Bande Fréquence d’échantillonnage > femin Condition d’anti-repliément Zones possibles pour fe L’information utile peut être reconstituée du signal échantillonné passe bande si la fréquence d’échantillonnage est supérieure à femin       = = B fu ent n avec n f 2 f u min e Echantillonnage d’un signal passe bande Echantillonnage d’un signal passe bande Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 20       = = − ≤ ≤ B f m m pour m f f m f u l e u int ,..., 1 1 2 2 max (m-1)fe f l f u -f -f u l mfe -fl +(m-1)fe ≤ fl and -fu +mfe ≥ fu
21. Architectures RF sampling Architectures RF sampling Filtre RF LNA E/B ADC Filtres passe-bandes muticadence DSP Filtre passe-bande temps discret Filtre passe-bande temps discret Décimation Décimation Multi-cadence filters based architecture Muhammad et. alI, EEE Journal of Solid-State Circuits, Dec. 2004. Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 21 Décimation Décimation Filtre RF LNA E/B E/B f e f e ' Filtre AR ADC Filtre AR ADC Etage DSP Quadrature sampling based architecture S. Yi-Ran, S. Signell, IEEE Int. Symposium on Circuits and Systems, May 2005
22. Sous échantillonnage d’un signal multi Sous échantillonnage d’un signal multi- -bande bande Information utile répartie sur N bandes Fréquence d'échantillonnage choisie de façon à ne pas avoir de repliement de spectre pour chaque bande N 1, i 0, /2 B - f i IFi … = > N 1, i /2, f /2 B f e i IFi … = < +                        −                 = impair est f f 2 ent si f f rest f pair est f f 2 ent si f f rest f e ci e ci e e ci e ci IFi Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 22 Signal avant sous échantillonnage Signal après sous échantillonnage fe /2 fe /2 3fe /2 Echantillonnage à fe f f Signal 1 Signal 2 Signal 1 Signal 2
23. Récepteur multi Récepteur multi- -standard à sous échantillonnage RF standard à sous échantillonnage RF ADC DSP f s I Q AGC AGC f ' sn 90° Decimation Filter T&H1 T&H2 f ' sn /M M M Multiband RF Filter 1 Wideband LNA Wideband Antenna Multiband RF Filter 2 IF Filter Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 23 Tunning selected channels RF Stage IF Stage BB Stage Tunning RF bands RF filter … … 0 0 0 Decimation filter f RF Kf s /2 (K+1)f s /2 IF filter … 0 f IF f s /2 f s f' sn Thèse Dr. Mme R. Barrak, SUP’COM, février 2007
24. Dimensionnement des étages de conversion RF à IF Dimensionnement des étages de conversion RF à IF 1) Calcul de la fréquence intermédiaire fIFi La fréquence intermédiaire centrale de la bande de réception i est calculée à partir de l'équation suivante en considérant fci comme fréquence centrale de la bande i             =       −         =         = impair est f f 2 ent K si f f rest f pair est f f 2 ent K si f f rest f ci i ci e e ci i e ci IFi Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 24 Ce critère d'optimisation permet de minimiser l'étalement des spectres des signaux multistandard dans la bande [0 fe/2] après sous-échantillonnage. Ceci limite la largeur de bande IF [min(fIF ) max(fIF )] et la plage de synthèse de fréquence du signal horloge         − ∑ = N 1 i 2 e i IF 4 f f min         =       − impair est f ent K si f rest f e i e e 2) Optimisation de la fréquence de sous-échantillonnage fe
25. Résultat d’optimisation de Résultat d’optimisation de f fe e pour pour GSM/UMTS/ GSM/UMTS/802 802. .11 11g g Upper constraint f s /4 esulting IF Frequency (Hz) GSM UMTS 802.11g f sopt      − = =             = ) , ( , ) , ( , 2 s ci s IFi s ci IFi s ci f f rem f f odd f f rem f even is f f fix K if N 1, i 0, /2 B - f i IFi … = > N 1, i /2, f /2 B f e i IFi … = < + Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 25 Lower constraint Sampling Frequency (Hz) Re Parameters GSM UMTS 802.11g IF band (MHz) 163.2-198.2 115.4-175.4 114.6-198.1 Centered IF (MHz) 185.7 145.4 156.35 Signal type Original Mirrored Original         − ∑ = N 1 i 2 s i IF 4 f f min IF frequencies after subsampling fs = 761.8 MHz
26. Dimensionnement des étages de conversion IF à B.B f' en 90° I Q x in T’ en T’ en /4 Voie I Voie Q x outI x outQ Signaux horloges Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 26 Q Conversion en quadrature en bande de base par sous-échantillonnage Pour récupérer les composantes I et Q en bande de base, f'en (=1/ T'en ) est choisie un sous multiple impair de la fréquence IF du canal utile (fIFn ). Pour éviter le repliement du canal utile d'indice n, f'en est choisie supérieure à la largeur du canal (Bchn ) ce qui implique une formulation de f'en par l’expression suivante:         = = chn IFn IFn en B f fix ..., , 3 , 1 m , m f ' f
27. Filtre RF 1 LNA Antenne Filtre RF 2 ADC DSP f e Sélection des bandes RF Position des canaux I Q Filtre IF AGC AGC f' en 90° Filtre décimateur E&B1 E&B2 f' en /M M M Commande numérique Etage RF Etage IF Etage BB Validation expérimentale du récepteur à Validation expérimentale du récepteur à sous sous- -échantillonnage RF échantillonnage RF Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 27 Paramètres GSM UMTS 802.11g Bande analogique (GHz) 4.55 Signal maximal d'entrée 2 V crête-à-crête Capacité d'échantillonnage (pF) 1 Fréquence de sous-échantillonnage (MHz) 761.8 Fréquences d'entrée (Hz) 925-960 2110-2170 2400-2483.5 Plage dynamique (dB) 96 83 75 SNRj (dB) 52.2 31.8 47.6 Gigue d'échantillonnage (ps) 0.41 1.9 0.27 Bruit de phase (dBc/Hz) -140 -127 -144 Entrée du récepteur (dBm) Fréque nce (G H z) Fréqu ence (G H z) Entrée de l’E/B1 (dBm) Sortie de l’E/B1 (dBm) Fréque nce (G H z) Fré quenc e (G Hz) Entrée de l’E/B2 (dBm) Sortie I/Q de l’E/B2 (dBm) F réque nce (G H z) I Q
28. Méthodologie de dimensionnement Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 28 des récepteurs radio multistandard
29. Optimisation du choix de l’architecture de l’émetteur et du récepteur selon les ADC DSP Analog Digital Étage intermédiaire LNA Objectif du dimensionnement Objectif du dimensionnement MHz 5500 5000 4500 1000 2200 2100 2000 1900 6000 5470 5725 5350 5150 Band haute Band basse HIPERLAN 1800 900 960 925 915 890 voie montante voie descendante GSM DECT voie montante voie descendante UMTS 1980 1920 2110 2170 1880 Étude Étude des spécifications des standards radio Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 29 l’émetteur et du récepteur selon les exigences de conception et les spécifications des standards radio BPF DSP intermédiaire Dimensionnement du système radio et validation par simulation
30. Spécifications des normes Radio Spécifications des normes Radio Spécifications de l’émetteur Bande montante Largeur de bande Largeur des canaux Puissance d’émission Masque du signal émis Critères de performances BER Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 30 Spécifications du récepteur Bande descendante Largeur de bande Largeur des canaux Sensibilité et sélectivité Puissance maximale Profil des bloqueurs et des interférents EVM Backoff SNR
31. Méthode de dimensionnement Méthode de dimensionnement Facteur de bruit Gain Dynamique Facteurs de linéarité Spécifications du récepteur Répartition de gain, de bruit et de linéarité entre les différents blocs du récepteur Spécifications du Standard Architecture du récepteur Contraintes Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 31 Niveaux des bloqueurs Gains max et min de l’AGC Dynamique de l’ADC Résolution de l’ADC Gabarits des filtres récepteur Coefficient de suréchantillonnage ou souséchantillonnage Fréquence d’échantionnage Contraintes technologiques
32. Spécifications du récepteur Spécifications du récepteur dB out t f Re sens SNR N P NF − − = Facteur de bruit out f Re sens max r SNR P P DR + − = Dynamique du récepteur max fs ana P P G − = Gain analogique dB out dBm test dBm in SNR P P IMR + − = Rejection d’intermodulation Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 32 IIP3 dBm in dBm dBm P IMR 2 1 3 IIP + =
33. Fréquence d’échantillonnage Fréquence d’échantillonnage Le choix de la fréquence d’échantillonnage dépend des contraintes technologiques de conversion analogique numérique et de l’architecture de réception. Architectures basées sur des mélangeurs : • Le signal à l’entrée de l’échantillonneur peut être un signal en bande de base ou un signal à une fréquence intermédiaire faible, on peut alors le suréchantillonner. • Le coefficient de sur échantillonnage M permet de déterminer la fréquence d’échantillonnage Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 33 fe =M.2fmax 1 K f 2 f K f 2 l e u − ≤ ≤ pour K=1,.., K max =ent(f u /B)      − = =           ) 2 case ( ) f , f ( rem f f , odd ) 1 case ( ) f , f ( rem f , even is 2 f f fix if e c s IF e c IF e c Architectures RF sampling : • Utilisation du principe de sous échantillonnage pour la conversion de la fréquence à une fréquence intermédiaire ou directement en bande de base. • Le coefficient de sous échantillonnage K permet de déterminer une estimation de la fréquence d’échantillonnage.
34. Gabarits des filtres RF Filtre RF Il sert à sélectionner la bande utile, atténuer les bloqueurs hors bande et les ramener au niveau des bloqueurs dans la bande utile. Le gabarit du filtre, défini à partir des spécifications des normes radio, permet de faire la synthèse du type et Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 34 permet de faire la synthèse du type et de l’ordre du filtre. Exemple: Détermination du gabarit du filtre RF pour la norme DECT
35. Gabarits des filtres image Filtre d’image Pour les architectures à conversion de fréquence, un filtre de rejection d’image doit être placé avant le mélangeur avec un facteur de perte faible et une large atténuation. Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 35 Soit fLO la fréquence de l’oscillateur local et fRF la fréquence du signal utile. Fréquence image : fIM =2fLO -fRF Fréquence intermédiaire fIF =abs(fLO -fRF ) Si la puissance du signal image est supérieure à la puissance du signal utile. Rejection d’image minimale : IR=Nb -PsensRéf Le filtre image est un filtre passif externe ce qui pose également un problème d’intégrabilité du récepteur. fRF
36. Gabarits des filtres AR Gabarits des filtres AR Filtre anti-repliement Le filtre anti-repliement placé avant le convertisseur analogique/numérique, filtre tous signaux qui risquent de se replier dans la bande de Nyquist de manière à garantir le SNR requis. La principale conséquence de ce phénomène de repliement est la dégradation de la dynamique du signal (DR) échantillonné. Si le convertisseur fonctionne en sur- échantillonnage, le filtre anti-repliement est passe-bas avec un gabarit caractérisé par atténuation minimale Nb Amax Ami n Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 36 atténuation minimale Amin =Nb -(Ptest -SNRout ) atténuation maximale Amax entre 0.01 dB et 3 dB fréquence de coupure f c = B(1+30%) (30% du aux variations des résistances et capacités en fonction de la température) fréquence de rejection f R =fe - B
37. Gabarits des filtres AR en RFS Gabarits des filtres AR en RFS Si le convertisseur fonctionne fonctionne en sous-échantillonnage, le filtre anti-repliement est passe-bande avec un gabarit caractérisé par : atténuation minimale Amin = Nb -(Ptest -SNRout ) atténuation maximale Amax entre 0.01 dB et 3 dB fréquences de coupure fc1 = fl 30% fc2 = fu 30% fréquences de rejection fR1 =2kfe -fu et fR2 =(2k+1)fe -fl ± ± b lo q u e u r S p e c t r e à l 'e n t r é e d e l 'A D C G a b a r it d u F ilt r e a n t i- r e p lie m e n t P b lo q u e u r S ig n a l u t ile P u i s s a n c e Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 37 f m a x f I F s i K e s t im p a ir b lo q u e u r f 0 S p e c t r e à l a s o r t i e d e l 'A D C 0 S N R o u t P t e s t P b lo c k e r f m in K f e / 2 ( K + 1 ) f e / 2 K f e - f m in ( K + 1 ) f e - f m a x K f e - f m a x ( K + 1 ) f e - f m in b lo q u e u r f I F f e / 2 f e - f IF f I F s i K e s t p a ir f o m in f o m a x f c P u i s s a n c e f
38. Dimensionnement de l’AGC Dimensionnement de l’AGC Gain max: Le gain maximal de l’AGC doit être suffisamment élevé pour ramener le signal le plus faible à un niveau qui lui permet d’être traité par le convertisseur. Cependant, il est limité par le niveau du plus fort bloqueur après filtrage car l’existence d’un bloqueur peut saturer le convertisseur. dB FAR dB ana dBm b dBm fs dB max AGC Att G N P G + − − = Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 38 Gain min: Le récepteur doit fournir le gain minimal en présence du signal le plus fort pour ne pas saturer le convertisseur analogique numérique. dB ana dBm max dBm fs dB min AGC G P P G − − =
39. Dimensionnement du convertisseur A/N Dimensionnement du convertisseur A/N La dynamique du convertisseur est la différence entre le signal le plus élevé et le signal le moins élevé à l’entrée de celui-ci augmenté par le rapport signal à bruit minimal pour pouvoir démoduler le signal avec un BER exigé par la norme. Sans contrôle automatique de gain la dynamique du convertisseur est égale à la dynamique du récepteur. Dynamique out in ADC SNR DR DR + = Avec un AGC, la dynamique du convertisseur est réduite. L’AGC présente un gain minimal lorsqu’un signal fort est appliqué et un gain maximal lorsqu’un signal faible est appliqué. Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 39 lorsqu’un signal fort est appliqué et un gain maximal lorsqu’un signal faible est appliqué. La dynamique de l’ADC en présence d’un AGC est donnée par: out max AGC ana f Re sens min AGC ana max ADC SNR ) G G P ( G G P DR + + + − + + = out max AGC min AGC in SNR G G DR + − + = Si on choisit un convertisseur Sigma-Delta, la relation qui lie la dynamique du convertisseur DRCAN au facteur de suréchantillonnage M et à la résolution n est donnée par : Résolution 1 n 2 n 2 M 1 n 2 2 3 DR + + = π Σ∆
40. 1. Définitions des modèles des étages de l’émetteur et du récepteur 2. Validation du dimensionnement Gain Bruit Linéarité 3. Génération des signaux selon les spécifications du standard 4. Performances de l’émetteur Procédure de validation du dimensionnement Procédure de validation du dimensionnement Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 40 4. Performances de l’émetteur Problème de débalancement de gain et de phase Problème de linéarité de l’ampli de puissance 5. Performances du récepteur Problème de débalancement de gain et de phase Problème de rejection d’image Problème de l’échantillonneur bloqueur… Tests de sensibilité et de sélectivité en termes d’EVM et du BER.
41. Modélisation avec Agilent ADS Modélisation avec Agilent ADS Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 41 Emetteur Récepteur
42. Résultats de validation du dimensionnement Résultats de validation du dimensionnement Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 42 Gain dB NF dB IIP3 dBm P1dB dBm Dimensionnement Simulations
43. Numérisation des signaux radio Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 43 contrôlée par échantillonnage non uniforme
44. Analyseur spectral, Bilinskis, 2005 Correction du rapport cyclique, Bhatti, 2005 Travaux antérieurs basés sur le NUS Travaux antérieurs basés sur le NUS Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 44 Wojtiuk, 2000: Étude théorique de l’application du NUS pour les signaux radio Détermination de la densité spectrale de puissance d’un signal échantillonné aléatoirement Étude de la reconstruction SVD Objectifs des travaux de CIRTA’COM: Théorie pour un signal déterministe Etude système d’un récepteur multistandard Validation Expérimentale
45. Étapes Détermination d’une distribution non uniforme Proposition d’une nouvelle architecture de réception radio Objectifs Évaluer l’anti-repliement spectral Diminuer les contraintes sur le Méthodologie d’étude et objectifs Méthodologie d’étude et objectifs Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 45 architecture de réception radio multistandard avec numérisation du signal contrôlé par un échantillonnage non uniforme Conception et validation expérimentale d’un générateur non uniforme Diminuer les contraintes sur le récepteur multistandard (AAF, ADC, AGC) Faisabilité, étude spectrale et mesure de puissance consommée 45
46. • échantillonnage non uniforme – : Instants d’échantillonnage – : Période d’échantillonnage moyenne ( ) ( ) ( ) ∑ +∞ −∞ = − = k k s t t t x t x δ 1 + < k k t t s k kT t ≠ s T k t Principe de l’échantillonnage non uniforme Principe de l’échantillonnage non uniforme Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 46 • Anti-repliement spectral: condition de stationnarité • Additive Random Sampling ARS ( ) ( ) s k k T t p t p 1 = = ∑ +∞ −∞ = ( ) ( ) f X T f X s s 1 = ( ) ( ) ( ) ∑ +∞ −∞ = − = = k k NUS t t t s t s δ 288 . 0 / 0 < < s T σ
47. n=0 n=1 n=3 n=2 n=1 n=0 Random Sampling Time-Quantized Random Sampling n Occurence of the quantized time in the samplig period ∆ Ts k k t t − = +1 τ ∆ = n q τ T s q T = ∆ ∆       + ≤ < ∆       − 2 1 2 1 n n τ Time Time- -Quantized Random Sampling TQ Quantized Random Sampling TQ- -RS RS -5 0 Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 47 TQ-RS description for qT =4 0 20 40 60 80 100 120 140 -45 -40 -35 -30 -25 -20 -15 -10 fréquences (MHz) dsp moyennée (dBm) 0 20 40 60 80 100 120 140 -60 -50 -40 -30 -20 -10 fréquences (MHz) dsp moyennée (dBm) 05 . 0 / = s T σ 288 . 0 / = s T σ Analyse spectrale sur [0, qT .fs /2] (100 TQ-ARS) pour fs = 16.6 MHz, qT =16
48. Traitement numérique en bande de base ADC CLK_US (a ) Traitement uniforme en bande de base Traitement numérique en bande de base Mélangeurs LNA Multi- bande Filtres RF 0° 90° I Q Antenne Multi- bande Commutateur RF I Q ADC Etage RF AAF reprogrammable AAF reprogrammable AGC AGC Traitement numérique en bande de base Récepteur NUS multi Récepteur NUS multi- -standard standard Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 48 Traitement numérique en bande de base Algorithme de reconstruction Etage RF identique pour US et NUS Standards : GSM/UMTS/WiFi Architecture de réception homodyne/low-IF Homodyne la réception multistandard Low-IF standards à bande étroite AAF programmable En modifiant l’ordre de l’AAF En modifiant la bande passante de l’AAF AAF flexible Unique pour GSM/UMTS/WiFi Moins de complexité et de consommation (a ) Traitement uniforme en bande de base (b ) Traitement non uniforme en bande de base Traitement numérique en bande de base ADC CLK _ NUS I Q ADC Etage RF AAF Flexible d’ordre fixe AAF Flexible d’ordre fixe Algorithme de reconstruction Traitement numérique en bande de base Algorithme de reconstruction Diminution de la fréquence d’échantillonnage moyenne Utilisation d’une horloge non uniforme Diminution de la consommation dynamique de l’ADC Reconstruction du signal NUS en un signal US Nécessité pour le traitement DSP en aval Vérification de la dynamique du signal Dynamique et fréquence d’échantillonnage élevées Nécessité d’un AGC dans la chaîne de traitement US Diminution de la fréquence d’échantillonnage moyenne dans la chaîne de traitement NUS Existence d’un ADC satisfaisant Elimination de l’AGC
49. m=log2 (qT ) Compteur Gray pour réduire les glitches dans les phases générées LFSR : générateur pseudo-aléatoire CLK Compteur de Gray mbits Fonction Combinatoire qT Phases Gm-1 q G0 G1 ... fclk Phases non chevauchantes Pseudorandom Signal Sampler Générateur de signaux pseudo Générateur de signaux pseudo- -aléatoire aléatoire Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 49 LFSR : générateur pseudo-aléatoire à distribution uniforme p(x)=xm+xn+1 , 0 < n < m Multiplexeur : Choix de la phase selon la valeur du LFSR TQ-JRS uniforme MUX qT :1 LFSR m bits L1 Lm-1 L0 Multiplexeur PSS out PSS fclk D Q
50. i(k) fclk =200 MHz Ts ∆ Résultats de synthèse du PSS sur Stratix II Résultats de synthèse du PSS sur Stratix II Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 50 Ti (k) fclk =200 MHz qT = 16 σ/Ts = 0.2703 ∆
51. Surface active : 470 (µm)² Fréquence de fonctionnement entre 1 MHz et 200 MHz Puissance Consommée: 1.45 µW à 290.4 µW Réf fs (MHz) Surface Puissance dissipée Technologie Résultats d’implémentation en technologie CMSO Résultats d’implémentation en technologie CMSO 65 65nm nm Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 51 Artyukh 2005 53.546 185mm x 162 mm 8.25 W PCB (Printed Circuit Board) Bhatti 2005 N.C. 3264 (µm)² N.C. Objectif 130nm IBM Cu-11 Bhatti 2006 N.C. 3350 (µm)² N.C. Objectif 130nm IBM Cu-11 Ozoguz 2005 43.7 N.C. 2.7 mW Spice AMS SiGe 0.35µm BiCMOS Ce travail 1 to 200 470 (µm)² 1.45 µW à 1MHz jusqu’à 290.4 µW à 200 MHz Objectif 65 nm digital CMOS
52. RS-232 USB Blaster Validation expérimentale Validation expérimentale Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 52 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 -180 -160 -140 -120 -100 -80 -60 -40 -20 0 DSP du signal échantillonné reconstruit DSP (dBm) Fréquence(MHz) y__US y__PSS
53. Résumé des contributions Résumé des contributions Etude théorique Généralisation du théorème de l’anti- repliement spectral Formulation analytique des densités spectrales d’énergie Méthode de représentation spectrale Nouvelle architecture de réception avec une AAF unique pour les standards GSM/UMTS/WiFi Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 53 réception avec une numérisation de signaux multistandard par NUS GSM/UMTS/WiFi Relaxation des contraintes sur l’ADC Suppression de l’AGC Conception du PSS Ni chevauchement ni glitches Surface : (470µm)² fs : 1 MHz 200 MHz Pcons (PSS) : 1.45 µW 290.4 µW Ptate-forme de test Diminution de Pcons (ADC) ADC pipeline inapproprié pour le NUS
54. Circuits de filtrage de décimation et Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 54 de sélection numérique des canaux à faible consommation
55. modulateur Sigma-Delta canal désiré bruit hors bande bruit de quantification Discrétisation et quantification des signaux Spectre à l’antenne de réception Principe de la sélection numérique des canaux Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 55 Filtre numérique décimateur bruit résiduel 0 fe /2 fe fe fe /2 reçus Élimination des canaux adjacents et du bruit de quantification Décimation du signal
56. Topologie de l’architecture Radio Spécifications du standard Radio Caractéristiques du transmetteur, ∆f, Pin , Pout , NF, CNR, SNR, … Profils des interférents et des bloqueurs Architecture RF Paramètres de l’étage RF Paramètres du CAN Stratégie de synthèse en Radio numérique Stratégie de synthèse en Radio numérique Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 56 Contraintes de synthèse Résolution de filtrage Capacité de calcul Consommation de puissance Surface occupée Caractéristiques du canal radio Dynamique du signal Structure de filtrage Gabarit des filtres Types des filtres numériques Architecture du circuit de filtrage
57. f f D N sa s p ∆ ≈ ∞ ). , ( δ δ Bande de transition étroite Fréquence d’échantillonnage élevée Structure du filtre numérique de sélection de canal Structure du filtre numérique de sélection de canal p δ Am plitude f Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 57 M Nf MPS sa = 〉 〈 Structure en cascade optimisée 0 f p f S f sa /2 f S δ Ordre élevé! Complexité élevée !
58. 1 1ère ère structure de filtrage de sélection de canal structure de filtrage de sélection de canal Sigma-Delta modulator Comb Filter FIR Half- band filter FIR channel selector M 2 2 Sigma-Delta modulator Comb Filter FIR Half- band filter IIR channel selector M 2 2 (a) (b) -20 0 20 Reference and quantized half-band response 0 20 Reference and quantized FIR response Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 58 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 -120 -100 -80 -60 -40 -20 Normalized Frequency dB Filter : Reference Filter : Quantized 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 -100 -80 -60 -40 -20 Normalized Frequency dB Filter : Reference Filter : Quantized 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 -20 -15 -10 -5 0 5 Normalized Frequency dB Reference and quantized IIR filter response Filter : Reference Filter : Quantized
59. Optimisation des opérateurs de filtrage Optimisation des opérateurs de filtrage x 3 x 2 x 1 x 0 x 3 x 2 x 1 D 1 D 2 Look up table h 0 h 1 h 3 + / - << <<1 <<5 x 1 x 2 x 3 z-1 z-1 z-1 z-1 z-1 z-1 z-1 z-1 z-1 z-1 z-1 z-1 z-1 z-1 z-1 z-1 z-1 z-1 z-1 z-1 z-1 z-1 z-1 z-1 <<3 Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 59 x 0 x 3 x 2 x 1 x 0 D 3 REG <<6 <<3 <<2 - - - - <<1 <<5 y Architecture à base de la technique d’arithmétique distribuée Architecture à base de la technique de partage d’éléments communs
60. Processeur de filtrage de décimation à faible consommation Processeur de filtrage de décimation à faible consommation 2 1 z 1 1       − − ( )2 2 1 − − z 3 1 2z 1 1       + − a Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 60 0 1 2 3 x 104 -200 -150 -100 -50 0 SD output Frequency (Khz) SNR=17.75 dB db 0 20 40 60 80 100 120 -80 -60 -40 -20 0 Second stage output Frequency (Khz) SNR=26.96 dB db
61. Prédistorteur numérique pour PA de Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 61 transmetteurs 3G/4G
62. Cellular base station transmitter block diagram Problématique de l’ampli de puissance Problématique de l’ampli de puissance Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 62 • Power amplifier distortions • Nonlinearities effects on system performances
63. PA nonlinearities: Magnitude distorsion (AM/AM) Phase distorsion(AM/PM) Intermodulation (IMD) V o (t) Vi (t) Distorsions de l’ampli de puissance Distorsions de l’ampli de puissance Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 63 ( ) ( ) ( ) t t A v i 2 1 cos cos ω ω + = ... 3 3 2 2 1 0 + + + + = i i i o v c v c v c c v g(.) V o (t) Vi (t) () ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) t v jg i a i i e t v g t v g g φ = = . 1 2 ω ω − 2 1 2 ω ω − 1 2ω 2 ω 1 2 2 ω ω − 2 2ω 2 1 ω ω + 1 3ω 2 3ω 1 2 2 ω ω + 2 1 2 ω ω + 1 ω 2 ω 1 ω
64. Principe DPD: Digital Predistorsion Principe DPD: Digital Predistorsion -34 -32 -30 -28 -26 -24 -22 -36 -20 54 55 56 57 53 58 Gain (dB) Pin (dBm) Gain com pression -34 -32 -30 -28 -26 -24 -22 -36 -20 54 55 56 57 53 58 Gain (dB) Pin (dBm) Gain com pression Courbe AM/AM de l'amplificateur -8 -6 -4 -2 0 2 4 -10 6 -105 -100 -95 -110 -90 Phase (deg) Pin (dBm) AM/PM -8 -6 -4 -2 0 2 4 -10 6 -105 -100 -95 -110 -90 Phase (deg) Pin (dBm) AM/PM Courbe AM/AM du prédistordeur Courbe AM/PM de l’amplificateur Courbe AM/PM du prédistordeur Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 64
65. Architecture numérique du DPD Architecture numérique du DPD 3 2 Ip , Q p D ig ita l m o d u la tio n I_ D A C D A C 2 X 1 6 b its 1 G s p s S P I 4 F P G A IO U T 1 _ N Q _ D A C IO U T 1 _ P 3 2 1 6 1 6 IO U T 2 _ N IO U T 2 _ P to D S P V IN + V IN - M o d c o n tro l 1 2 P A A D C 1 2 b it 2 1 0 M s p s A D C Y f I/Q M o n ito rin g (A F E , A D C , D A C ) L in k _ p o rt L 0 D P D A lg o rith m D S P L U T U p d a tin g Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 65 S D R A M S h a re d d a ta b u s M o d c o n tro l 4 to D S P to D S P L U T U p d a te Q F IR ta p s I F la s h (4 M b y te ) D S P B o o t 6 4 @ 1 2 8 M H z 4 P F (A F E , A D C , D A C ) S h a re d a d re s s b u s 3 2 3 2 6 4 6 4 3 2 6 4 3 2
66. IP implantées sur FPGA IP implantées sur FPGA I/Q Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 66
67. Validation expérimentale du DPD Validation expérimentale du DPD- -PA PA- -BTS BTS 3 3G/ G/4 4G G Interface GPIB Générateur de signaux 2 3 4 5 6 7 8 8 10 12 14 16 18 20 non linearized linearized EVM (%) Backoff (dB) Amplificateur de puissance Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 67 -100 -90 -80 -70 -60 -50 -40 -30 -20 2130 2135 2140 2145 2150 entrée non-linéarisé pré-distorsion sans mémoire DSP (dBm) Fréquence (MHz) -100 -90 -80 -70 -60 -50 -40 -30 -20 2120 2130 2140 2150 2160 entrée pré-distorsion sans mémoire prédistorsion multi-branche DSP (dBm) Fréquence (MHz) Analyseur de spectres Analyseur de signaux vectoriel Analyse du signal
68. Objectifs des travaux sur Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 68 la Cognitive Radio
69. Objectifs des travaux de la thèse de Mlle Ines Eleuch – Étude de l’état de l’art: • Radio opportuniste (détecteurs du spectre); • Architecture radio cognitive proposées dans la littérature; • Techniques d’intelligence artificielle et leur utilisation en traitement du signal. – Proposition d’une architecture du cerveau cognitif comportant des modules de: • Perception autonome de l’environnement RF; • Raisonnement et prise de décision du mode de transmission (bande RF, modulation, 1 1ère ère Thèse: Architecture Radio Cognitive utilisant des Thèse: Architecture Radio Cognitive utilisant des techniques d’intelligence algorithmique techniques d’intelligence algorithmique Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 69 • Raisonnement et prise de décision du mode de transmission (bande RF, modulation, codage, technique d’accès) selon les informations récupérées de la base des connaissances (état RF, état de l’équipement, exigence en terme de la qualité de service); • Apprentissage par induction à partir des résultats des interactions passées (incrémentation de la base des connaissance). – Développement d’un système d’exploitation embarqué dédié aux traitements radio cognitifs et offrant des API pour • le traitement du signal en bande de base; • La décision; • l’incrémentation de la base des connaissances (apprentissage). – Évaluation des performances par simulation et tests expérimentaux
70. Objectifs des travaux de la thèse de Mlle Salma Bourbia – Étude approfondie du concept de la Radio Cognitive, des premières solutions technologiques proposées – Étude et définition des techniques et des circuits de détection des paramètres observables d’un réseau ou d’un nœud Radio – Proposition de nouveaux algorithmes de pilotage actif des facteurs de l’environnement radio – Conception niveau système radio et co-design hardware / software des étages 2 2ème ème Thèse: Co Thèse: Co- -design hardware / software d’un système radio design hardware / software d’un système radio logicielle pour la radio cognitive logicielle pour la radio cognitive Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 70 – Conception niveau système radio et co-design hardware / software des étages numériques pour l’implémentation de la radio cognitive – Simulations et implémentation • Implémentation hardware – Optimisation des opérateurs arithmétiques – Réduction de la puissance de consommation • Implémentation software – Techniques d’intelligence et de reconfigurabilité – Optimisation du fonctionnement embarqué en temps réel
71. Étude des approches de perception de l’environnement RF dans un contexte multistandard Environment RF (Electromagnétique, matériel, réseaux, utilisateur) Travail en cours Travail en cours Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 71 Perception Decision Base Connaissance Apprentissage Optimisation Cerveau Cognitif
72. • Détection et classification des signaux modulés, basées sur la théorie de la détection et la modélisation cyclostationnaire • Travaux en cours d’étude: – AV Dandawate, GB Giannakis " Statistical tests for presence of cyclostationarity " IEEE trans on signal processing Vol 42 No 9, 1994. – P. MARCHAND, "Détection et reconnaissance de modulations numériques à l’aide des statistiques cycliques d’ordre supérieur ", thèse de doctorat, INPG, 1998. – M. GHOZZI, “Détection cyclostationnaire des bandes de fréquences Libres,” thèse de doctorat, Université de Rennes I, 2008. Étude des techniques utilisées dans la perception Étude des techniques utilisées dans la perception du spectre du spectre Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 72 thèse de doctorat, Université de Rennes I, 2008. – R. Weber, C. Faye, détecteur temps réel de signaux cyclostationnaires, principe et implémentation, 6ème colloque GRETSI, 1997. • Détection et classification des signaux modulés, basées sur les réseaux de neurones • Travail en cours d’étude: – Bin Le, Thomas W.Rondeau, David Maldonado, and Charles W.Bostian "Modulation identification using neural networks for cognitive radios " , SDR Forum , 2005. • Problématique soulevée ! Complexité de calcul Traitement temps réel ???
73. Merci pour votre attention Rennes, Février 2009, Systèmes et circuits radiocommunications multi-standard, A. Ghazel 73 Merci pour votre attention CIRTACOM SUP’COM, Cité Technologique des Communications 2088 El Ghazala, Ariana, Tunisie Tél. +216 71 857 000, Fax. +216 71 856 829 www.supcom.rnu.tn Contact: adel.ghazel@supcom.rnu.tn